A fáziszárt hurok elvű frekvenciaszintézerek alapjai

A nagy sebességű soros kommunikációs buszok növekvő adatátviteli sebessége magasabb frekvenciájú, kiváló stabilitású, finomabb frekvenciafelbontású és nagyobb jeltisztaságú rendszerórákat igényel. A közvetlen digitális szintézerek (DDS) rendelkeznek ezekkel a jellemzőkkel, de csak a 2 vagy 3 GHz alatti frekvenciákon. Megoldásra van szükség akár több tíz GHz-es frekvenciákra is.

Ez a megoldás a fáziszárt hurok (PLL) alapú analóg frekvenciaszintézerekkel kezdődik, amelyek akár 30 GHz-es órajelek előállítására is képesek. Az integer N szintézerek (amelyek a referenciafrekvenciát egész számmal szorozzák) és a frakcionális N szintézerek (amelyek a referenciafrekvenciát nem-egész tört értékekkel szorozzák) ugyanis olyan speciális technikákat alkalmaznak, amelyek minimalizálják a fáziszajt és a hasonló jelszennyezéseket.

Ez a cikk integer és frakcionális N frekvenciaszintézerek tervezését ismerteti az Analog Devices példaeszközeinek felhasználásával. A cikk kiemeli azokat az újításokat is, amelyek lehetővé teszik ezen eszközök használatát nagy sebességű soros adatátviteli kapcsolatokhoz, valamint frekvenciaagilis radarokhoz.

Integer N fáziszárt hurok szintézerek

A PLL áramköröket frekvencia- és fázisszabályozásra használják. Órajelforrásként, frekvenciatöbbszörözőnek, demodulátornak, követő generátornak vagy órajel-helyreállító áramkörnek konfigurálhatók. Ezen alkalmazások mindegyike más-más jellemzőket igényel, de mind ugyanazt az alapvető áramköri koncepciót használja. Az 1. ábra egy frekvenciatöbbszörözőnek konfigurált alap PLL blokkdiagramját mutatja.

1. ábra: Egy klasszikus integer N PLL frekvenciaszintézer blokkdiagramja. (A kép forrása: DigiKey)

Ennek az áramkörnek a működése jellemző az összes fáziszárt hurokra. Alapvetően egy visszacsatolt szabályozórendszer, amely egy feszültségvezérelt oszcillátor (VCO) fázisát szabályozza. A bemeneti jel egy előosztóra kerül, amely a bemeneti frekvenciát egy R tényezővel osztja. Az előosztó kimenete a referenciafrekvencia, amely a fázis-frekvencia-detektor (PFD) egyik bemenetét képezi.

A PFD másik bemenete egy N-nel osztó számláló kimenetéről érkező visszacsatoló jel. Normál esetben, ha a PLL zárt, a két jel frekvenciája közel azonos lesz. A fázisdetektor kimenete a két bemenet közötti fáziskülönbséggel arányos feszültség. Ha a hurok nem zárt, ahogy ez bekapcsoláskor történik, vagy a bemeneti frekvencia nagy pillanatnyi eltolódása esetén a fázis-frekvencia-detektor úgy lép közbe, hogy a PLL működési frekvenciáját a kívánt érték felé hangolja. A kívánt frekvencia elérésekor a PFD visszatér fázisdetektor üzemmódba, kimenete a referenciafrekvencia és a visszacsatoló jel közötti fáziskülönbséggel lesz arányos.

A fázis-frekvencia-detektor egy úgynevezett töltőszivattyút hajt meg, amely egy bipolárisan kapcsolt áramforrás. Ez azt jelenti, hogy a PLL hurokszűrőjét pozitív és negatív áramimpulzusokkal is képes táplálni.

A hurokszűrő simítja ki a fázishibajeleket, illetve határozza meg a PLL dinamikai jellemzőit. A szűrt jel vezérli a VCO-t. Vegyük észre, hogy a VCO kimenete olyan frekvencia, amely N-szerese a fázis-frekvencia-detektor referenciafrekvencia bemenetére adott frekvenciának és N/R-szerese a bemeneti frekvenciának. Ez a kimeneti jel az N-nel osztó számlálón keresztül kerül vissza a fázisdetektorhoz.

A hurokszűrőt általában úgy tervezik, hogy megfeleljen a PLL alkalmazása által megkövetelt jellemzőknek. Ha a PLL-nek egy jelet kell érzékelnie és követnie, akkor a hurokszűrő sávszélessége nagyobb lesz, mint fix bemeneti frekvencia esetén. Azt a frekvenciatartományt, amelyet a PLL fogadni képes és amelyen belül zárni tud, „behúzási tartománynak” nevezzük. Miután a PLL behúzott és követi a jelet, a követett frekvenciák tartományát „követési tartománynak” nevezzük A követési tartomány általában nagyobb, mint a befogási tartomány. A PLL hurokszűrő azt is meghatározza, hogy milyen gyorsan változhat a jel frekvenciája a zárt állapot megmaradása mellett — vagyis mekkora a maximális jelváltozási sebesség. Minél kisebb a hurokszűrő sávszélessége, annál kisebb az elérhető fázishiba. Ez lassabb reakciót és kisebb befogási tartományt eredményez. Az órajel-alkalmazásokban használt PLL-ek elsősorban rögzített frekvenciákon működnek. A hurokszűrő sávszélességének általában sokkal kisebbnek kell lennie a referenciafrekvenciánál.

Mivel a PLL kimeneti frekvenciája a referenciafrekvencia egész számú többszöröse, a frekvenciafelbontása megegyezik a referenciafrekvenciával. A finomabb frekvenciafelbontás eléréséhez csökkenteni kell a referenciafrekvenciát, ami az R előosztó számlálóval történik.

Kereskedelmi példa az integer N frekvenciaszintézerre az Analog Devices LTC6946IUFD-3#PBF, egy kis zajú, 0,64 és 5,790 GHz között működő, integrált VCO-val és kiváló zavarjel-elnyomással rendelkező PLL áramkör (2. ábra). Ez egy négy szintézer-IC-ből álló család tagja, amelyek mindegyike más-más frekvenciatartományban működik, együtt a 0,373 és 6,390 GHz közötti tartományt fedik le.

2. ábra: Az Analog Devices LTC6946IUFD-3#PBF integrált VCO-val ellátott integer N frekvenciaszintézer blokkdiagramja. (A kép forrása: Analog Devices)

Ez a szintézer külső, a felhasználó által biztosított hurokszűrőt igényel, amely az adott alkalmazáshoz optimalizálható. Rendelkezik egy belső előosztó számlálóval, amelynek osztási tartománya 1 és 1023 között van. A hurokosztó osztási tartománya 32 és 65535 közötti. A töltőszivattyú árama 250 μA és 11,2 mA között állítható, hogy megfeleljen a hurokszűrő követelményeinek.

Frakcionális N PLL szintézerek

A PLL szintézer frekvenciafelbontása javítható a lépésköz egész értékeknél kisebbre csökkentésével — azaz frakcionális lépésekkel a hurokosztóban (N). Ez az osztás értékének dinamikus változtatásával vagy úgynevezett „dithering” segítségével érhető el. Ez azt jelenti, hogy az osztó beállítása a PLL kimeneti frekvencia rögzített számú ciklusára tartja az N értéket és periodikusan egy másik értékre, mondjuk N+1-re lép. Például, ha az osztó beállítása három referenciaperiódusra 4 és 5 a negyedik referenciaciklusra, akkor a tényleges osztás 4,25. A megvalósítás egyik útja akkumulátor használata a 3. ábrán látható módon.

3. ábra: Egy frakcionális N PLL szintézer blokkdiagramja, amely akkumulátort használ az osztási arány modulálására. (A kép forrása: DigiKey)

Az akkumulátor számlálja az osztó kimeneti impulzusait, és minden M-edik alkalommal, ahol M az akkumulátor modulusa, kiad egy átviteli bitet, amely megváltoztatja az osztó bemenetét. A 4. ábrán látható a 4,25-ös frakcionális osztó beállítása példájának folytatása.

4. ábra: Időzítési diagram akkumulátort használó frakcionális N szintézerhez. (A kép forrása: DigiKey)

Az akkumulátort a leosztott kimenet vezérli, és moduló néggyel számol, azaz M egyenlő néggyel. Minden negyedik impulzus után egy átviteli kimenetet generál, amely eggyel növeli az osztási arányt. Az akkumulátor visszaáll, és újra elkezdi a számlálást. Az osztó beállításának növelése eltolja a kimeneti frekvenciát, ami halmozott fáziseltolódási hibát eredményez. A fázishiba követése az impulzus értékét mutatja az idő függvényében.

Az osztó átlagos beállítása 4,25, de a szintézer kimenete fázismodulált, ami hamis jeleket eredményez a kimeneten. Az akkumulátor állapotát tekintve nyilvánvaló, hogy az a fázishibát követi. Ez felhasználható a moduláció eltávolítására az 5. ábrán látható módon.

5. ábra: Az akkumulátor D/A átalakításon átesett állapotának használata a frakcionális N dithering miatti fázismoduláció megszüntetésére. (A kép forrása: DigiKey)

Az akkumulátor állapotát egy digitális-analóg (D/A) átalakító analóggá alakítja, majd méretezi és kivonja a fázis-frekvencia-detektor kimeneti jeléből a frakcionális N dithering miatt fellépő fázismoduláció megszüntetéséhez. Ezt nagy körültekintéssel kell végezni; ha a korrekciós jel nem pontosan egyezik meg a fázishibával, akkor a kimeneten hamis jelek jönnek létre.

A szigma-delta modulátor hozzáadása

A szintézer kimeneti hibáit az akkumulátor periodicitása okozza. Ha az akkumulátort egy szigma-delta modulátorral helyettesítjük, akkor digitális megoldásokat alkalmazhatunk az osztási arány oly módon történő modulálására, hogy minimalizáljuk a hibás reakciókat és a zajt. A csere a 6. ábrán látható.

6. ábra: Az akkumulátor sigma-delta modulátorral való helyettesítése lehetővé teszi digitális megoldások alkalmazását az osztási arány változtatására a zavaró válaszok csökkentése érdekében. (A kép forrása: DigiKey)

A szigma-delta modulációs topológiában lényegében kétféle digitális technikát alkalmaznak. Az első az N osztási arányok számának szélesebb értéktartományban való növelését jelenti azért, hogy az átlagos osztótényező a kívánt frakcionális osztási arányt eredményezze. Ez csökkenti az elsődleges frakcionális zavarokat. Az akkumulátor-alapú szintézer két állapot között változtatja az osztási arányt. Ez egy elsőrendű modulációs módszer. Egy n-ed rendű szigma-delta frakcionális PLL az N számlálót 2ⁿ különböző érték között modulálja. Például egy harmadrendű modulátor nyolc különböző osztási arány között, egy negyedrendű modulátor pedig 16 különböző osztási arány között váltakozna.

A második digitális technika — más néven dithering — a 2^N szekvencia randomizálását alkalmazza, azaz pszeudorandomizálást valósít meg. Miközben továbbra is fenntartja az átlagos frakcionális osztási arányt, a frakcionális hibákat formázott véletlen zajjá alakítja oly módon, hogy azt a PLL ki tudja szűrni.

A szigma-delta frakcionális N szintézer kereskedelmi változata az Analog Devices ADF5610BCCZ, egy alacsony zajszintű, 0,57 MHz és 14,6 GHz közötti frekvenciájú, integrált VCO-val ellátott frakcionális N szintézer áramköre (7. ábra).

7. ábra: Az Analog Devices ADF5610BCCZ blokkdiagramja. Az eszköz támogatja mind a frakcionális N, mind az integer szintézerkonfigurációkat. (A kép forrása: Analog Devices)

Az ADF5610 külső referenciaoszcillátort és hurokszűrőt igényel. Integrált VCO-val rendelkezik, amelynek alapfrekvenciája 3650 MHz-től 7300 MHz-ig terjed. Ezek a frekvenciák belső kétszerezés után az RFOUT kivezetésre kerülnek. Rendelkezik egy differenciális kimenettel, amely lehetővé teszi a megkétszerezett VCO frekvencia 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64 vagy 128 értékkel történő osztását, így akár 57 MHz-es minimális RF kimeneti frekvencia is előállítható.

Az ADF5610 egy 24 bites frakcionális modulussal rendelkező fejlett szigma-delta modulátort használ, amely kivételesen alacsony zavarszintet biztosít. Mint minden szigma-delta modulátort használó szintézer, ez az eszköz is digitális jelfeldolgozási technikákat alkalmaz a kívánt átlagos frakcionális osztási arány megtalálására. Ez a PFD órajelével ütemezett folyamat kvantálási zajnak nevezett kimeneti modulációs zajt eredményez magas átviteli frekvencia mellett. A külső aluláteresztő hurokszűrő arra szolgál, hogy ezt a kvantálási zajt a VCO fáziszajának szintje alá csökkentse, így megakadályozza, hogy a zaj hozzájáruljon a rendszer eredő fáziszajához.

Az ADF5610 tartalmaz egy pontos frekvencia üzemmódot is 0 Hz-es frekvenciahibához. Ez az üzemmód képes pontos frekvenciákat generálni szomszédos integer N határlépések között, miközben a teljes 24 bites fázisakkumulátor modulust használja. Nagy fázisdetektor-összehasonlítási sebesség mellett pontos frekvencialépéseket ér el, ami lehetővé teszi, hogy a PLL ebben az üzemmódban is kiváló teljesítményt nyújtson a fáziszaj és a zavarójelek tekintetében.

Az Analog Devices ADF4169CCPZ-RL7 egy másik PLL szintézer, amely integer N vagy vagy frakcionális N eszközként konfigurálható . Modulációval és hullámforma-generálással 13,5 GHz-ig terjedő RF-sávszélességgel működik. Külső referenciafrekvencia-bemenetet, VCO-t és hurokszűrőt használ. Harmadrendű szigma-delta modulátorral rendelkezik a frakcionális N szintézishez, amely kikapcsolható, így az eszköz integer N üzemmódban működhet (8. ábra).

8. ábra: Az Analog Devices ADF4169CCPZ-RL7 áramköre harmadrendű szigma-delta modulátort használ. (A kép forrása: Analog Devices)

Az ADF4158WCCPZ-RL7 szintézer frekvenciamodulált folyamatos hullámú (FMCW) radarokban való használatra szolgál. A frekvenciatartományban különböző típusú modulált hullámformák előállítására képes, beleértve a fűrészfog és a háromszög jelalakokat is. Erre a különleges funkcióra a radaralkalmazásokban van szükség.

Összegzés

A nagy sebességű soros kommunikációs buszok növekvő adatátviteli sebessége megköveteli, hogy a tervezők a közvetlen digitális szintézereken — amelyek 3 GHz alatt működnek a legjobban — túlmutató rendszerórajel-megoldásokat keressenek. Az integer N és frakcionális N topológiát használó PLL-alapú frekvenciaszintézerek stabil, alacsony zajszintű jeleket biztosítanak a nagyfrekvenciás órajel-, soros adatkommunikációs és radaralkalmazások számára akár több tíz gigahertzes frekvenciákon is.